Kredsløbsdesignanalyse af UHF passive RFID-tags

På grund af dens høje driftsfrekvens, lange læse-skriveafstand, ingen ekstern strømforsyning og lave produktionsomkostninger er UHF passive RFID-tags blevet en af nøgleretningerne for RFID-forskning og kan blive mainstream-produkter inden for RFID-området i den nærmeste fremtid .

En komplet UHF passiv RFID-tag består af antenne og tag-chip. Blandt dem omfatter tag-chippen generelt følgende dele af kredsløbet: strømgenvindingskredsløb, strømforsyningsspændingsstabiliseringskredsløb, backscatter-modulationskredsløb, demodulationskredsløb, clock-ekstraktions-/genereringskredsløb, startsignalgenereringskredsløb, referencekildegenereringskredsløb, kontrolenhed , hukommelse. Den energi, der kræves for, at den passive RFID-tag-chip fungerer, er udelukkende afledt af energien fra den elektromagnetiske bølge, der genereres af kortlæseren. Derfor skal strømgenvindingskredsløbet konvertere UHF-signalet induceret af tag-antennen til den DC-spænding, der kræves for, at chippen kan fungere. give energi.

Da det elektromagnetiske miljø, hvori RFID-tags er placeret, er meget komplekst, kan inputsignalets effekt variere hundredvis eller endda tusindvis af gange. Derfor, for at chippen kan fungere normalt i forskellige feltstyrker, skal der konstrueres et pålideligt strømforsyningsspændingsstabiliseringskredsløb. . Modulations- og demodulationskredsløbet er nøglekredsløbet for kommunikationen mellem taggen og kortlæseren. På nuværende tidspunkt bruger de fleste UHF RFID-tags ASK-modulation. Styreenheden til en RFID-tag er et digitalt kredsløb, der behandler instruktioner. For at gøre det muligt for det digitale kredsløb at nulstille korrekt, efter at mærket kommer ind i kortlæserens felt, skal et pålideligt opstartssignalgenereringskredsløb, som svar på instruktionerne fra kortlæseren, være designet til at give et nulstillingssignal til den digitale enhed.

strømgenvindingskredsløb

Strømgenvindingskredsløbet konverterer UHF-signalet modtaget af RFID-tag-antennen til en jævnspænding gennem ensretning og boosting for at give energi til chippen til at fungere. Der er mange mulige kredsløbskonfigurationer til strømgenvindingskredsløb. Som vist i figuren er flere strømgenvindingskredsløb almindeligt anvendt i øjeblikket.

I disse strømgenvindingskredsløb er der ingen optimal kredsløbsstruktur, og hvert kredsløb har sine egne fordele og ulemper. Under forskellige belastningsforhold, forskellige indgangsspændingsforhold, forskellige udgangsspændingskrav og tilgængelige procesforhold, skal forskellige kredsløb vælges for at opnå optimal ydeevne. Flertrinsdiodespændingsdoblerkredsløbet vist i figur 2(a) bruger generelt Schottky-barrieredioder. Det har fordelene ved højspændingsfordoblingseffektivitet og lille inputsignalamplitude og er meget udbredt. Imidlertid giver den almindelige CMOS-proces i det generelle støberi ikke Schottky-barrieredioder, hvilket vil bringe problemer for designeren i valget af processen. Figur 2(b) erstatter Schottky-dioden med et PMOS-rør forbundet i form af en diode, hvilket undgår særlige krav til processen. Spændingsfordoblingskredsløbet med denne struktur har brug for en højere indgangssignalamplitude og har bedre spændingsfordoblingseffektivitet, når udgangsspændingen er højere. Figur 2(c) er et traditionelt diode fuldbølge ensretterkredsløb. Sammenlignet med Dickson-spændingsdobler-kredsløbet er spændingsdobler-effekten bedre, men der indføres flere diodeelementer, og effektkonverteringseffektiviteten er generelt lidt lavere end Dickson-spændingsdobler-kredsløbet. Fordi dens antenneindgangsterminal er adskilt fra chipjorden, er den desuden en fuldt symmetrisk struktur med kondensatorblokerende DC set fra antenneindgangsterminalen til chippen, hvilket undgår den gensidige påvirkning mellem chipjorden og antennen, og er velegnet til brug med symmetriske antenner (såsom enspolet antenne) tilsluttet. Figur 2(d) er CMOS-rørløsningen af fuldbølge-ensretterkredsløbet foreslået af mange litteraturer. I tilfælde af begrænset teknologi kan der opnås bedre effektkonverteringseffektivitet, og kravene til indgangssignalets amplitude er relativt lave.

Ved anvendelsen af generelle passive UHF RFID-tags, på grund af omkostningshensyn, er det håbet, at chipkredsløbet er velegnet til fremstilling af almindelig CMOS-teknologi. Kravet om langdistancelæsning og -skrivning stiller højere krav til effektkonverteringseffektiviteten af strømgenvindingskredsløbet. Af denne grund bruger mange designere standard CMOS-teknologi til at realisere Schottky-barrieredioder, så flertrins Dickson-spændingsdobler-kredsløbsstrukturen bekvemt kan bruges til at forbedre ydeevnen af effektkonvertering. Figur 3 er et skematisk diagram af strukturen af en Schottky-diode fremstillet ved en almindelig CMOS-proces. I designet kan Schottky dioder fremstilles uden at ændre prbruger trin og maskegenereringsregler, og behøver kun at foretage nogle ændringer på layoutet.

Layoutet af flere Schottky-dioder designet under UMC 0.18um CMOS-proces. Deres DC karakteristiske testkurver er vist i figur 5. Det kan ses fra testresultaterne af DC karakteristika, at Schottky dioden fremstillet ved standard CMOS processen har typiske diode karakteristika, og tændspændingen er kun omkring 0,2V, som er meget velegnet til RFID-tags.

Strømregulatorkredsløb

Når indgangssignalets amplitude er høj, skal strømforsyningsspændingsstabiliseringskredsløbet være i stand til at sikre, at udgangs-DC strømforsyningsspændingen ikke overstiger den maksimale spænding, som chippen kan modstå; på samme tid, når indgangssignalet er lille, skal den effekt, der forbruges af spændingsstabiliseringskredsløbet, være så lille som muligt. For at reducere chippens samlede strømforbrug.

Ud fra princippet om spændingsregulering kan strukturen af spændingsreguleringskredsløbet opdeles i to typer: et parallelspændingsreguleringskredsløb og et seriespændingsreguleringskredsløb.

I RFID-tag-chippen skal der være en energilagringskondensator med en stor kapacitansværdi for at lagre nok ladning til, at taggen kan modtage modulationssignalet, og inputenergien kan stadig være i det øjeblik, hvor inputenergien er lille (f.eks. som det øjeblik, hvor der ikke er nogen bærer i OOK-modulation). , for at opretholde chippens strømforsyningsspænding. Hvis indgangsenergien er for høj, og strømforsyningsspændingen stiger til et vist niveau, vil spændingssensoren i det spændingsstabiliserende kredsløb styre lækagekilden for at frigive den overskydende ladning på energilagringskondensatoren for at opnå formålet med spænding stabilisering. Figur 7 er et af de parallelle spændingsregulatorkredsløb. Tre serieforbundne dioder D1, D2, D3 og modstand R1 danner en spændingssensor til at styre gate-spændingen af udlufteren M1. Når strømforsyningsspændingen overstiger summen af tændspændingerne for de tre dioder, stiger gatespændingen af M1, M1 tændes og begynder at aflade energilagringskondensatoren C1.

Princippet for en anden type spændingsstabiliserende kredsløb er at bruge et seriespændingsstabiliserende skema. Dens skematiske diagram er vist i figur 8. Referencespændingskilden er designet som en referencekilde uafhængig af forsyningsspændingen. Udgangsstrømforsyningsspændingen divideres med modstanden og sammenlignes med referencespændingen, og forskellen forstærkes af operationsforstærkeren for at styre M1-rørets gatepotentiale, således at udgangsspændingen og referencekilden stort set holder den samme stabile stat.

Dette seriespændingsregulatorkredsløb kan udsende en mere nøjagtig strømforsyningsspænding, men fordi M1-røret er forbundet i serie mellem den uregulerede strømforsyning og den regulerede strømforsyning, vil spændingsfaldet på M1-røret, når belastningsstrømmen er stor, forårsage en højere spænding. strømtab. Derfor anvendes denne kredsløbsstruktur generelt til tag-kredsløb med mindre strømforbrug.

Modulations- og demodulationskredsløb

en. Demodulationskredsløb

For at reducere chipområdet og strømforbruget anvender de fleste passive RFID-tags i øjeblikket ASK-modulation. For ASK-demodulationskredsløbet for tag-chippen er den almindeligt anvendte demodulationsmetode indhyllingsdetekteringsmetoden, som vist i fig. 9 .

Spændingsfordoblingskredsløbet for envelope-detekteringsdelen og strømgenvindingsdelen er grundlæggende det samme, men det er ikke nødvendigt at give en stor belastningsstrøm. En lækstrømkilde er forbundet parallelt i det sidste trin af indhyllingsdetekteringskredsløbet. Når indgangssignalet moduleres, falder indgangsenergien, og lækagekilden reducerer indhylningsudgangsspændingen, således at det efterfølgende komparatorkredsløb kan bedømme modulationssignalet. På grund af det Store energivariationsområde for input-RF-signalet skal lækagekildens strøm justeres dynamisk for at tilpasse sig ændringerne af forskellige feltstyrker i nærfeltet og fjernfeltet. For eksempel, hvis strømmen af lækstrømforsyningen er lille, kan den opfylde komparatorens behov, når feltstyrken er svag, men når mærket er i nærfeltet med stærk feltstyrke, vil lækstrømmen ikke være nok at lave det detekterede signal Hvis der er en stor amplitudeændring, kan post-stage komparatoren ikke fungere normalt. For at løse dette problem kan lækagekildestrukturen som vist i fig. 10 anvendes.

Når indgangsbæreren ikke er moduleret, er gatepotentialet for udluftningsrøret M1 det samme som drænpotentialet, der danner et diodeforbundet NMOS-rør, som klemmer indhylningsudgangen nær tærskelspændingen på M1. ThStrømforbruget på M1 er afbalanceret; når inputbæreren moduleres, falder chippens inputenergi, og på dette tidspunkt på grund af virkningen af forsinkelseskredsløbet R1 og C1 forbliver gatepotentialet for M1 på det oprindelige niveau, og M1 lækker. Den frigivne strøm forbliver uændret , hvilket får amplituden af indhyllingsudgangssignalet til at falde hurtigt; på samme måde, efter at bærebølgen er gendannet, får forsinkelsen af R1 og C1 konvolutoutputtet hurtigt til at vende tilbage til det oprindelige høje niveau. Ved at bruge denne kredsløbsstruktur og ved at vælge størrelsen af R1, C1 og M1 rimeligt, kan demodulationsbehovet under forskellige feltstyrker opfyldes. Der er også mange muligheder for komparatorkredsløbet tilsluttet bag envelope-udgangen, og de almindeligt anvendte er hysteresekomparator og operationsforstærker.

b. Modulationskredsløb

Passive UHF RFID-tags anvender generelt backscattering-modulationsmetoden, det vil sige ved at ændre chippens indgangsimpedans for at ændre reflektionskoefficienten mellem chippen og antennen for at opnå formålet med modulering. Generelt er antennens impedans og chippens indgangsimpedans designet således, at den er tæt på effekttilpasningen, når den ikke er moduleret, og refleksionskoefficienten øges, når den moduleres. Den almindeligt anvendte tilbagespredningsmetode er at forbinde en kondensator med en switch parallelt mellem de to indgangsender af antennen, som vist i figur 11, moduleringssignalet bestemmer, om kondensatoren er forbundet til indgangsenden af chippen ved at styre kontakten , hvilket ændrer chippens indgangsimpedans.

start signalgenereringskredsløb

Funktionen af genereringskredsløbet for strømstart-nulstillingssignal i RFID-mærket er at give et nulstillingssignal til startarbejdet af det digitale kredsløb, efter at strømgendannelsen er afsluttet. Dens design skal tage hensyn til følgende spørgsmål: Hvis strømforsyningsspændingen stiger for længe, vil højniveauamplituden af nulstillingssignalet være lav, hvilket ikke kan opfylde behovene for digital kredsløbsnulstilling; opstartssignalgenereringskredsløbet er mere følsomt over for strømudsving, det er muligt at forårsage fejlfunktion; det statiske strømforbrug skal være så lavt som muligt.

Normalt, efter at den passive RFID-tag kommer ind i feltet, er tiden for strømforsyningsspændingen at stige usikker og kan være meget lang. Dette kræver designet af startsignalgenereringskredsløbet for at generere startsignalet i det øjeblik, der er relateret til strømforsyningsspændingen. Figur 12 viser et fælles opstartssignalgenereringskredsløb.

Dens grundlæggende princip er at bruge grenen, der består af modstand R0 og NMOS-transistor M1, til at generere en relativt fast spænding Va. Når strømforsyningsspændingen vdd overstiger tærskelspændingen for NMOS-transistoren, forbliver Va-spændingen stort set uændret. Når vdd fortsætter med at stige, når strømforsyningsspændingen når Va+|Vtp|, tændes PMOS-transistoren M0 for at få Vb til at stige, og før det har Vb været på et lavt niveau, fordi M0 er afbrudt. Hovedproblemet med dette kredsløb er tilstedeværelsen af statisk effekttab. Og fordi tærskelspændingen for MOS-transistoren varierer meget med processen under CMOS-processen, påvirkes den let af procesafvigelsen. Derfor vil anvendelse af en pn-forbindelsesdiode til at generere startspændingen i høj grad reducere processens usikkerhed, som vist i fig. 13 .

Når VDD stiger til tændspændingen for de to pn-forbindelsesdioder, er porten på PMOS-transistoren M0 lig med strømforsyningsspændingen, og PMOS-transistoren er slukket. På dette tidspunkt er spændingen på kondensatoren C1 på et lavt niveau. Når VDD stiger over tærskelspændingen for to dioder, begynder M0 at lede, mens gatespændingen for M1 forbliver uændret, strømmen, der løber gennem M1, forbliver uændret, og spændingen på kondensatoren C1 stiger gradvist. Når den stiger til omvendt fase Efter at enheden vender, genereres et startsignal. Derfor afhænger tiden for dette kredsløb til at generere startsignalet af, om strømforsyningsspændingen når tærskelspændingen for de to dioder, som har høj stabilitet, og undgår det for tidlige startsignal fra det generelle startkredsløb, når strømforsyningsspændingen stiger for langsomt. Problemet.

Hvis strømforsyningsspændingen stiger for hurtigt, udgør gate-kapacitansen af modstanden R1 og M0 et lavpas-forsinkelseskredsløb, som vil gøre gate-spændingen på M0 ude af stand til hurtigt at følge med ændringen af strømforsyningsspændingen og forblive på en lavt niveau. På dette tidspunkt vil M0 oplade kondensatoren C1, hvilket får kredsløbet til ikke at fungere korrekt. For at løse dette problem introduceres en kondensator C5. Hvis strømforsyningsspændingen stiger hurtigt, kan koblingseffekten af kondensatoren C5 holde gatepotentialet for M0 i overensstemmelse med strømforsyningsspændingen, og undgå tforekomsten af de ovennævnte problemer.

Problemet med statisk strømforbrug eksisterer stadig i dette kredsløb, og virkningen af statisk strømforbrug kan reduceres ved at øge modstandsværdien og vælge størrelsen af MOS-røret rimeligt. For fuldstændigt at løse problemet med statisk strømforbrug er det nødvendigt at designe et ekstra feedback-kontrolkredsløb for at lukke denne del af kredsløbet, efter at startsignalet er genereret. Der skal dog lægges særlig vægt på den ustabilitet, der er forårsaget af indførelsen af feedback.

Designvanskeligheden ved passive UHF RFID-chips drejer sig om, hvordan man kan øge læse- og skriveafstanden for chippen og reducere produktionsomkostningerne for tagget. Derfor er forbedring af effektiviteten af strømgenvindingskredsløbet, reduktion af strømforbruget af den samlede chip og arbejde pålideligt stadig de største udfordringer i designet af RFID-tag-chips.